2 高輸出電壓內(nèi)部補償 PCM 降壓轉(zhuǎn)換器的 C_ff

《峰值電流模式降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計中的環(huán)路響應(yīng)考量》介紹了 PCM 降壓轉(zhuǎn)換器的環(huán)路響應(yīng)模型，如 圖 2-1 所示。PCM 轉(zhuǎn)換器的初始環(huán)路增益斜率為 0，在初始極點頻率 f_{P1_EA} 處，斜率由 0 變?yōu)?–20dB/dec。在極點 f_{P_OUT} 處，環(huán)路增益斜率變?yōu)?–40dB/dec。由零點 f_{Z_EA} 補償之后，增益斜率變?yōu)?–20dB/dec，增益曲線以斜率 –20dB/dec 與 0dB 相交，該斜率通?？墒罐D(zhuǎn)換器具有足夠相位裕度。

TPS62933 具有內(nèi)部補償，f_{P1_EA}、f_{Z_EA} 和 f_{P2_EA} 是由內(nèi)部補償所產(chǎn)生極點和零點的頻率，其固定值如 Equation1 所示：

直流增益 A_dc 與輸出電流相關(guān)。TPS62933的A_dc 可表示為：

f_{P_OUT} 是輸出電容和負載所形成極點的頻率，可表示為：

A_dc 和 f_{P_OUT} 的表達式分別包含輸出電流 I_out 和負載電阻 R_O。

對于負載電阻 R_O 為固定值的應(yīng)用，當輸出電壓增大時，輸出電流隨之增大，而直流增益 A_dc 則減小。如 圖 2-2 所示，帶寬會因此而減小。如果零點 f_{Z_EA} 超出帶寬范圍，增益交叉頻率處的增益斜率就會變?yōu)?–40dB/decade，并可能導(dǎo)致相位裕度不足。

對于輸出電流 I_out 為固定值的轉(zhuǎn)換器，等效輸出電阻 R_O 隨輸出電壓的增大而增大，從而減小 Equation3 中的頻率 f_{P_OUT}。如 圖 2-3 所示，這會造成帶寬減小，還可能導(dǎo)致所補償零點 f_{Z_EA} 超出帶寬范圍。增益交叉頻率處的增益斜率也會變?yōu)?–40dB/decade，可能導(dǎo)致相位裕度不足。

最重要的是，增加輸出電壓容易導(dǎo)致內(nèi)部峰值電流模式轉(zhuǎn)換器不穩(wěn)定，因此很難設(shè)計高輸出電壓應(yīng)用。

由于極點頻率 f_{P_OUT} 與輸出電容 C_o 成反比，因此，減小 C_o 有助于增大頻率 f_{P_OUT}，使得零點 f_{Z_EA} 再次處于帶寬范圍內(nèi)，產(chǎn)生足夠相位裕度。與第 I 部分中通過 Equation4 得出的輸出電容范圍一樣，可通過增大輸出電壓 V_O 來減小最大輸出電容，從而保持穩(wěn)定性。但是，減小輸出電容有很多副作用，比如降低瞬態(tài)性能、增大紋波、增加噪聲。

該分析證明，在高電壓應(yīng)用中，內(nèi)部補償 PCM 降壓轉(zhuǎn)換器的性能與穩(wěn)定性之間存在矛盾。在這種情況下，添加前饋電容器 (C_ff) 有助于解決問題。