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ZHCT971 August 2025 LMR33630 , TPS5430

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2. 設計公式
3. 其他資源
商標
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需要低電流、高負電壓來偏置高級駕駛輔助系統(tǒng)中的傳感器、用于聲納應用的超聲波傳感器和通信設備。反激式、Cuk 和反向降壓/升壓轉換器都是可能的解決方案，但會受到笨重的變壓器（反激式和 Cuk）阻礙，或受到控制器輸入電壓額定值（反向降壓/升壓）對最大負電壓的限制。在本期電源設計要點中，我將詳細介紹將單個電感器與一個在不連續(xù)導通模式 (DCM) 下運行的反向電荷泵配對的轉換器的工作原理。與接地參考的升壓控制器配合使用時，能夠以更低的系統(tǒng)成本生成較大的負輸出電壓。

圖 1 展示的是經過簡化的功率級原理圖。請注意，該原理圖與傳統(tǒng)的反向降壓/升壓轉換器不同，該轉換器會使控制“浮動”在 V_IN 和 ?V_OUT 之間。在該轉換器中，可實現(xiàn)的最大 ?V_OUT 等于控制器的最大 V_CC 減去最大輸入電壓。因此幾乎無法找到一個能夠驅動輸出電壓為 ?100V 或更負大的 N 通道場效應晶體管 (FET) 的控制器。

圖 1 電感驅動的反向電荷泵的簡化功率級

電路的操作可以分為三個間隔 (圖 2)。在第一個間隔中，F(xiàn)ET 在占空比 (d) 期間導通，這會在電感器兩端施加 V_IN，允許電流從零開始上升并存儲能量。但是，在上一個周期中，C1（保持大約等于 V_OUT 的電壓）已經耗盡了多余的能量，從而使 D1 和 D2 處于反向偏置狀態(tài)。這就是為什么在此間隔中未顯示 D1、D2 和 C1。C2 提供所有負載電流。

在下一個間隔 d' 中，F(xiàn)ET 關斷，電感電流開始放電，導致其電壓極性反轉。這大大增加了節(jié)點 VFET 上的電壓，從而允許 C1 通過 D1 充電。在此間隔期間，電流會下降，直到 D1 關斷。但是，由于 D1 的反向恢復特性，電流在最終關斷之前變?yōu)樨撝?，此時電感器的電流斜率會發(fā)生變化，其電壓極性會再次反轉。

第三個間隔 d'' 是能量從 C1 轉移到 C2 的過程。當 D1 停止導通時，電感器電壓被鉗位至 V_IN，因為 VFET 節(jié)點電壓由流經 FET 體二極管的電流路徑強制接地。電流流經 D2，直到 C1 和 C2 上的電壓均衡為止，但電流會持續(xù)流經 FET 體二極管，直到電感電流降為零。此時，電感器兩端的電壓會崩潰并與電路寄生效應諧振，直到 FET 再次導通為止。

圖 2 DCM 運行的三個相位

圖 3 詳細說明了關鍵電壓和電流波形。DCM 運行可實現(xiàn)盡可能小的電感，但峰值電流更高。DCM 運行的電感在最大占空比、最小 V_IN 和滿負載的條件下確定。對照控制器數(shù)據(jù)表仔細檢查最大占空比，但通常可以選擇 60%-90%，否則可能發(fā)生脈沖跳躍。較大的電感會使電路進入連續(xù)導通模式 (CCM)，因為在下一個開關周期之前，電流不會恢復為零。這導致使用的電感器可能大于必要值，并需要額外注意以防止發(fā)生次諧波振蕩。

圖 3 DCM 中的主要電路波形

設計公式

對于 DCM 運行，公式 1 滿足涉及電感器存儲能量的關系：

方程式 1.

\frac{1}{2} * L * i_{p k}^{2} * f_{s w} = \frac{{Vout}^{2}}{Rload * η}

其中，i_pk 是指示器峰值電流，η 是轉換器的效率。然后，電感器峰值電流等于公式 2：

方程式 2.

i_{p k} = \sqrt{\frac{2 * {Vout}^{2}}{Rload * L * f_{s w} * η}}

根據(jù)以下兩個公式，公式 3 以如下方式表示占空比 (d)：

方程式 3.

V_{L} = L \frac{d i}{d t} and d = d t * f_{s w}, ? then, d = \frac{d i * L * f_{s w}}{V_{L}}

由于 V_IN 是 FET 導通時電感器兩端的電壓，而 i_pk 是占空比 d 結束時的電感器電流，因此將公式 2 代入公式 3 可得到公式 4 和 5：

方程式 4.

d = \frac{Vout}{Vin} \sqrt{\frac{2 * L * f_{sw}}{Rload * η}}

方程式 5.

or, L = \frac{{Vin}^{2} * d^{2} * Rload * η}{2 * {Vout}^{2} * f_{s w}}

在間隔 d' 內、平均負載電流由公式 6 和 7 中的幾何關系確定：

方程式 6.

\frac{Vout}{Rload} = \frac{l_{p k + d r}}{2}

方程式 7.

or, d^{'} = \frac{2 * Vout}{i_{p * * Rload}}

將公式 2 代入公式 7 可得到公式 8：

方程式 8.

d^{'} = \sqrt{\frac{2 + L \cdot f_{sw} \cdot η}{Rload}}

該周期的剩余部分定義為 d''，即當能量轉移到 C2 中，且剩余電感電流放電至零時（公式 9）：

方程式 9.

d^{''} = 1 ? d ? d^{'} = 1 ? \frac{Vout}{Vin} \sqrt{\frac{2 * L * f_{s w}}{Rload * η}} ? \sqrt{\frac{2 * L * f_{s w} * η}{Rload}}

圖 4 展示了使用倍壓器實施此轉換器的示例原理圖，其中使每個功率級元件的電壓應力等于完整輸出電壓的一半。這樣做可以從更多的元件中進行選擇。在此應用中，在輸出電壓為一半但負載電流為兩倍的情況下計算電感。

圖 4 具備倍壓器和電平轉換電流鏡的電感器驅動反向電荷泵原理圖

該轉換器提供了一個小型單電感器解決方案來生成較大的負電壓。此外，它還允許使用價格低廉的接地參考升壓控制器來驅動 N 通道 FET。

有關更多電源設計要點，請查看 TI 在 Power House 上的電源設計要點博客系列。

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