ZHCSQS7H September 1994 – October 2024 UC1842A , UC1843A , UC1844A , UC1845A , UC2842A , UC2843A , UC2844A , UC2845A , UC3842A , UC3843A , UC3844A , UC3845A
PRODUCTION DATA
- 1
- 1 特性
- 2 應用
- 3 說明
- 4 引腳配置和功能
- 5 規(guī)格
- 6 詳細說明
- 7 應用和實現(xiàn)
- 8 電源相關建議
- 9 布局
- 10器件和文檔支持
- 11修訂歷史記錄
- 12機械、封裝和可訂購信息
封裝選項
機械數(shù)據(jù) (封裝 | 引腳)
散熱焊盤機械數(shù)據(jù) (封裝 | 引腳)
- DW|16
訂購信息
7.2.2.2 UC2842A 設計過程
該應用設計過程展示了如何在離線反激式轉換器中設置和使用 UC2842A 峰值電流模式控制器，該控制器通過通用輸入轉換為 12V、48W 的穩(wěn)壓輸出。
若要在連續(xù)模式反激式應用中使用 UC2842A 峰值電流模式控制器進行設置和設計，需要了解關于功率級的一些知識。首先，根據(jù)輸出功率級別 (POUT)、效率 (?)、最小輸入電壓 (VIN(min))、線路頻率 (fLINE) 和最小體電壓計算所需的輸入大容量電容 (CIN)。對于此設計示例，讓 VBULK(min) = 95V。
輸出電容 (COUT) 的容值旨在確保在大信號瞬態(tài)響應期間，輸出電壓下降不超過 10%。在該設計中，此時的電壓環(huán)路交叉頻率 (fC) 預計為 2.5kHz。
該設計中所選的 COUT 為 2200μF 電容器，等效串聯(lián)電阻 (ESR) 為 45mΩ。
下一步，根據(jù)最小輸入電壓和輸出電壓來計算變壓器的最大初級與次級匝數(shù)比 (NPS)。
下一步，根據(jù) UC2842A 的輸出電壓和偏置電壓來計算變壓器的輔助與次級匝數(shù)比 (NAS)。
一旦確定了變壓器匝數(shù)比，就可以根據(jù)最小體電壓、占空比 (D)、反射輸出電流和效率，計算變壓器的最小初級磁化電感 (LPM)。該設計中使用的變壓器的 LPM 為 1.7mH，NPS = 10，NAS = 1，fsw = 100kHz
選擇變壓器后，可以根據(jù)初級磁化電感紋波 (ILPM) 和通過變壓器的反射輸出電流，計算變壓器的初級峰值電流 (ILpPK)。
一旦計算出了初級峰值電流，就可以選擇電流檢測電阻器 (RCS)。
電阻器 RS1 和 RS2 用于設置該設計的斜率補償。電容器 CS1 是直流阻斷電容器，上拉電阻 RP 用于為電流檢測信號提供一定的失調電壓，以實現(xiàn)抗噪性。預選 RP 和 RS2 以向電流檢測信號添加 50mV 的直流失調電壓。
選擇 RS1 以將斜率補償設置為反激式電感器的紋波電流下降斜率的一半。這可以通過計算次級磁化電感 (LSM) 并對 RS1 進行以下計算來實現(xiàn)。RS1 公式中的 1.7V 是振蕩器的峰-峰值紋波電壓幅值。
其中
選擇電阻器 RI 和 RK 作為輸出基準，并可通過預選 RK 的值以及知曉的 TL431 基準電壓 (VTL431REF) 來計算電阻器值。為 RK 選擇 2.49kΩ 后，計算 RI 并為該電阻器選擇 9.53kΩ 的標準電阻器值。
這種使用 UC2842A 控制器的設計具有一個有趣的控制環(huán)路，其中包含許多組件。GOPTO(f) 是該設計中所用光隔離器的近似傳遞函數(shù)。光隔離器的極點頻率用 fP 表示。該設計中所用光隔離器的電流傳輸比為 1，極點頻率約為 5kHz。有關組件放置和節(jié)點電壓，請參見圖 7-1。為了簡化補償，電壓環(huán)路 (fC) 的交叉點必須小于光隔離器極點。
GBC(f) 是從光隔離器輸出到 PWM 控制電壓 的傳遞函數(shù)估計值。
占空比隨輸入的體電壓 (VBULK) 而變化。正常運行期間，VBULK 的范圍為 95V 至 375V。這導致占空比在 24% 到 56% 之間變化。
GCO(f) 是控制電壓 (VC) 對輸出傳遞函數(shù)的估計值，其中變量 Q 是品質因數(shù)。
品質因數(shù) (Q) 由電壓中的初級磁化電感變化 (SN) 定義為占空比的函數(shù)；以及增加的斜率補償 (SE)。
為驗證電壓環(huán)路穩(wěn)定，交叉頻率必須比反激式轉換器右半平面零點頻率 (fRHPZ) 的一半要小。在最小體電壓下的右半平面零點頻率約為 9.8kHz。對于本設計示例，電壓環(huán)路的目標交叉頻率為 1kHz。實際 fC 可能高于或低于目標值。
GCO(f) 的直流增益隨輸入的體電壓而變化。選擇電阻器 RZ 以在輸入到轉換器的電壓為 VBULK(min) 時交叉電壓環(huán)路，并在最大交叉頻率的 1/5 處進行交叉。
選擇電容器 CZ，以在電壓環(huán)路交叉處增加 45° 的相位裕度。本設計示例使用了 6.8nF 電容器。
選擇電容器 CP 以衰減控制環(huán)路的高頻增益。
GC(f) 是 TL431 補償?shù)墓烙媯鬟f函數(shù)。
TV(f) 是系統(tǒng)閉環(huán)增益的估計理論傳遞函數(shù)。反饋環(huán)路響應在實際電路中可能有所不同，可能必須使用網絡分析儀進行調整，以滿足實際電路的性能和可靠性需求。必須針對設計參數(shù)的最壞情況變化對反饋環(huán)路響應進行評估。
對于本應用示例，該設計技術在 1kHz 時生成了一個理論反饋環(huán)路 (TV(f)) 交叉，在 95V 的最小輸入體電壓下具有大約 55° 的相位裕度。高壓線的理論電壓環(huán)路以 2.7kHz 的頻率進行交叉，相位裕度為 72°。請參閱圖 7-2 和圖 7-3。必須使用網絡分析器評估 TV(f)，并根據(jù)實際電路行為按需調整環(huán)路補償。還要進行瞬態(tài)測試以驗證器件保持穩(wěn)定。